2022线上买球平台app

推荐人:写作督导机构 来源: 写作辅导机构 时间: 2022-09-25 17:10 阅读: 次
摘 要
 
随着无线通信技术的发展,射频接收机和雷达传感器在不同领域都发挥着重要的作用。六端口网络能够提供多个可选择的矢量通道,在微波毫米波测量应用中得到了广泛的应用。上世纪 90 年代开始,六端口网络开始被应用在直接变频接收机和雷达传感器中。并由于其天然的优势,六端口接收机技术得到了快速的发展, 实现了各类高频率、多通道、宽带、多功能的雷达接收机系统。
介质集成悬置线(Substrate Integrated Suspended Line,SISL)是马凯学团队在国际上自主提出的新型电路设计平台,其利用多层印制板电路技术,不仅具备传统悬置线低损耗、高 Q 值的优点,同时解决了传统波导悬置线电路成本高、不易集成、体积和重量较大等缺点,具有十分广阔的应用空间。目前有低噪放、功放、VCO、开关、多工器、高增益天线、耦合器等多种有源和无源器件在 SISL 平台上得到了广泛的应用和验证。
本文首次基于SISL 平台设计了六端口网络电路。采用内层板镂空、双层金属宽边共行互联的技术,以及上下接地平面和周围金属化孔屏蔽墙构成的优良电磁屏蔽环境,在介质损耗、导体损耗以及辐射损耗三个方面大幅减小电路的损耗。并根据仿生蜂窝的设计理念和方法,将三个 SISL 贴片耦合器和一个 SISL 环形耦合器集成在 SISL 蜂窝平台上实现了新型 SISL 六端口结电路。每个模块都设置在独立的封闭腔体内,有效减少模块间的寄生效应,提高了系统电路的集成效率。所设计的SISL 六端口结电路工作在 24GHz 频段,并与SISL 二极管检波器和差分运算放大器集成在同一SISL 平台上实现SISL 六端口网络。整体电路采用标准PCB 工艺加工,系统集成度高,同时具有损耗小、低成本和自封装的优势。
本文基于多层 SISL 结构,设计了一种多层 SISL 不同层腔体间的过渡方案, 实现了SISL 设计平台的纵向集成,进一步提高了系统的集成度。通过引入带线互联结构,大幅减小了寄生效应,并设计了一种基于多层 SISL 的 Ka 波段的垂直功分器,并将其应用在基于 SISL 的 Vivaldi 天线 2×2 阵列的馈电网络中,进一步验证了多层SISL 设计平台的应用空间。
 
关键词:介质集成悬置线,六端口网络,过渡结构,自封装
 
 
目 录
 
第一章 绪 论 1
1.1本课题的研究背景与意义 1
1.2六端口技术简介和研究现状 2
1.2.1简介 2
1.2.2国内外发展现状 2
1.3本论文的结构安排 7
第二章 六端口技术原理和介质集成悬置线 9
2.1六端口网络技术理论基础 9
2.1.1六端口技术理论 9
2.1.2二极管检波电路理论 14
2.2介质集成悬置线 18
2.3本章小结 19
第三章 基于介质集成悬置线的六端口网络设计与实现 20
3.1介质集成悬置线与蜂窝概念 20
3.2基于SISL 的防撞雷达与六端口网络 21
3.2.1基于SISL 的六端口防撞雷达 21
3.2.2六端口网络拓扑结构 23
3.3六端口结电路的设计与实现 24
3.3.1基于SISL 的正交耦合器设计 24
3.3.2基于SISL 的环形耦合器设计 29
3.3.3六端口结电路的集成 31
3.4基于SISL 的检波器电路设计 33
3.4.1肖特基二极管的选择 33
3.4.2SISL 二极管检波器设计 35
3.4.3二极管检波器的谐波平衡仿真 41
3.4.4仿真和测试结果 43
3.5差分运算放大器 44
3.6SISL 六端口网络仿真与结果分析 46
3.7本章小结 48
第四章 多层SISL 过渡结构及天线阵列应用 49
4.1多层SISL 不同层腔体的过渡结构 49
4.1.1设计思路 49
4.1.2仿真与测试结果 51
4.2基于多层SISL 过渡结构的垂直功分器与馈电网络 52
4.2.1垂直功分器 52
4.2.2馈电网络 54
4.3多层SISL 设计平台的天线阵列应用 56
4.4本章小节 58
第五章 总结与展望 59
5.1全文总结 59
5.2本文的不足与后期展望 59
致 谢 60
 
第一章 绪 论
 
1.1本课题的研究背景与意义
随着信息时代的到来和发展,无线通信技术也得到了十分迅猛地发展。如今, 无线产品普及度越来越高,在社会的各个领域都扮演着重要角色。其中汽车防撞雷达能够为人们的日常出行提供安全保障,是一个十分意义重大的课题。性能良好的雷达系统是这个课题研究的重点,在传统的防撞雷达系统中,通常采用的超外差接收方案。发射机产生低频的基带信号经过两次上变频成为高频信号由发射天线发射,遇到目标后产生反射信号,由接收天线接收,然后滤波和放大处理后经过混频器下变频处理得到低频的基带信号,再经过数据处理模块的算法处理获得检测目标的距离和速度信息。这种超外差发接收方案通常可以实现很大的接收动态范围和接收灵敏度,但不可避免的也存在一些缺点,比如电路相对复杂,镜频信号抑制比较困难等。而基于六端口网络技术的防撞雷达,采用的是六端口网络代替混频器的一种直接变频方案,通过二极管检波器的平方律效应直接从参考信号和回波信号中提取多普勒频率,从而得到检测目标的距离和速度信息 [1]。与传统的超外差方案相比,基于六端口网络的防撞雷达测量过程简单,可以通过校准有效提高测量精度,并且电路相对简单,成本较低[2]。而六端口网络技术也因其低成本、易于集成、高精度、宽带宽等优势也广泛应用于雷达通信系统、测量仪器以及 Massive MIMO、5G 通信等领域。
介质集成悬置线(SISL)是 2013 年提出的一种新型传输线[3],该平台运用商用多层印制电路板(PCB)或多层低温共烧陶瓷(LTCC)等材料和加工工艺,实现这一全新的多层自封装传输结构。能够将微波毫米波前端电路如滤波器[4],混频器[5],压控振荡器[6]、多工器[7]、天线[8]、开关电路[9]、低噪声放大器[10]等全部集成于SISL 的设计平台上,研制出具有体积小、成本低、可靠性好、高集成度、自封装等优点的新型微波毫米波前端系统。它的研究将在前端电路与系统方面开辟一个新的领域,从而推动该技术实现的前端电路与系统在军事和民用的广泛应用,为我国现代国防通信雷达等前端系统开辟新的设计实现手段。由于这种多层结构的新颖性、高性能、自封装、小型化、低成本和高集成度等特性,而且适于大规模生产,其发展前景十分看好。
 
1.2六端口技术简介和研究现状
1.2.1简介
1972 年,美国科学家 Engen 和 Hoer 首次提出了六端口技术,其在早期的网络分析仪中起到了关键作用。六端口电路是由功分器和定向耦合器等具有功率分配和相移功能的元件组成的无源器件,包含两个输入端口和四个输出端口。并且两个输入信号的幅度和相位信息能够通过四个输出信号的功率值表示出来[11]。也就是说该结构能够将复杂的矢量信息转化为简单的标量信息,很大程度上简化了测量的复杂性,在微波测量领域是一个十分巨大的进步。并且由于其结构简单、成本低, 六端口技术得到了长足的发展。
在其提出后的十几年中,六端口技术主要应用与反射仪和网络分析仪等测量领域。到了二十世纪九十年代,六端口技术由于其易集成、精度高、宽带宽等优势开始应用在接收机和雷达传感器上[12-16],实现了多种信号的解调。基于六端口技术的零中频接收机原理框图如图 1-1 所示。
 
图 1-1 基于六端口技术的零中频接收机原理框图
 
1.2.2国内外发展现状
1.2.2.1六端口网络技术
近年来,加拿大蒙特利尔大学的吴柯教授、德国埃尔朗根-纽伦堡大学的 R. Weigel 等团队都在基于六端口网络技术的雷达系统研究方面取得了很大的进展, 对六端口雷达技术的发展做出了杰出的贡献。吴柯教授团队对六端口雷达的研究起步比较早,在 2004 年,E. Moldovan 等人发表了工作在 94GHz 的六端口防撞雷达传感器,基于矩形波导结构采用四个正交耦合器和移相器的拓扑设计,如图 1-2
 
 
 
所示[1]。实现了对 7 米目标测量误差约为 4%[1]。2006 年,X. Xu 等人发表了一种基于介质集成波导的六端口软件无线电接收机系统,该系统工作在 22GHz ~26GHz, 支持 QPSK 和 QAM16 调制方案,两种方案的误码率分别小于 10.5dB 以及大于15dB[16]。2008 年,H. Zhang 等人发表了一种基于六端口接收机技术的软件无线电雷达测量系统,该系统采用调频连续波和双频连续波信号互补的测试方案,两种测 量方式由软件控制切换。解决了连续波雷达的距离模糊问题,在 C 波段工作测试结果显示最大误差在 5cm 左右[17]。
(a) (b)
 
图 1-2  六端口鉴频器[1]。(a)拓扑结构;(b)加工实物图
 
德国埃尔朗根-纽伦堡大学的 R. Weigel 团队近些年在六端口雷达方向做了深入的研究,2012 年,B. Laemmle 等人发表了工作在 77GHz 的六端口接收机前端用于对到达角的检测,该设计采用 200-GHz fT SiGe bipolar 工艺,实现了 3-dB 带宽为 75GHz~84GHz 的六端口接收前端,其整体尺寸只有 1028×1128 µm2 [18]。2013 年,G. Vinci 等人发表了工作在 24GHz 的检测生命体征的调频连续波六端口雷达传感器,如图 1-3 所示[19],其辐射功率小于 3uW。与其他传统雷达相比,在更高的工作频率下具有更好的性能和精度[19]。2014 年,S. Lindner 等人发表了用于微米精度封闭系统测量的基于六端口原理的 24GHz 连续波雷达系统,使用双频测试方法提高测量的模糊范围。该雷达的测量距离为 50cm,误差为 35um[20]。2018 年,
F. Lurz 等人发表了一种用于远程振动监测的轻型超低功耗 24GHz 六端口雷达系统,测试灵敏度远低于 100nm,整个系统的平均功耗为 30nW[21]。2018 年,S. Mann 等人发表了基于SIW 的工作频率为 61GHz 的铝和钢轧机的板厚监测系统,采用了两个六端口雷达系统差分测量的原理。该监测系统的精度为 10um,同时达到100kSa/s 的更新速率[22]。
 
 
图 1-3  六端口雷达传感器[19]。(a)雷达整体架构;(b)六端口结电路拓扑
 
此外,2003 年,F. Xiao 等人发表了一种用于测量运动物体多普勒频率的基于六端口技术的雷达系统,工作在 10GHz 频率,实验结果证明能够测量运动速度为0.2mm/s 的运动物体[13]。2005 年,Tim Hentschel 发表了六端口技术应用于无线电终端的理论原理,并将其与传统的零中频和超外差接收机对比,讨论了基于六端口技术的接收机优点和应用场景[23]。2009 年,K. Haddadi 等人发表了一种工作在60GHz 的六端口毫米波测距系统,实现了对距离 5mm~27.5mm 的金属目标测量, 最大误差为 2.5%[24]。2011 年,瑞典的 J. Östh 等人发表了一种基于六端口网络的解调器,工作在 7GHz~8GHz,如图 1-4 所示[25]。测量结果显示,该解调器支持支持
1.7 Gbit/s 的数据速率,误码率为 0.005%,如果仅使用阈值检测,则误码率为 0.4%[25]。 2013 年,加拿大 iRadio Lab 的 Abdullah O. Olopade 等人发表了一种基于六端口网络的接收机系统,能够同时下变频两个不同频段的信号。测试结果显示,该系统能 够同时以 2Mbpsd 数据速率接收 2.5GHz 的 64-QAM 和 3GHz 的 16-QAM 信号[26]。2017 年,浙江大学的 Z. Peng 等人发表了一种带有波束成形阵列的 K 波段便携式调频连续波六端口雷达收发机,该系统用标准印制板电路实现,用于短程定位。实 验表明该雷达具有区分静止人类与其他物体的能力[27]。
图 1-4  六端口解调器实物图[25]
 
在六端口结电路设计方面,国内外的科研团队都尝试过基于各种不同工艺不同传输线实现六端口结电路,以达到更好的性能。2005 年,X. Xu 等人基于基片集成波导(Substrate Integrated Waveguide,SIW)设计了工作在 22~26GHz 的六端口结
 
 
电路,测试结果和仿真结果显示出了很好的一致性[28]。2018 年,Ahmed A. Sakr 等人基于矩形波导设计了工作在 29~31GHz 的双极化(TE10 和 TE01)六端口结电路, 测试结果表明,幅度波动范围为-4.3dB~-8.2dB,相位波动范围为±78°~±105°
[29] 。
综上所述,基于六端口网络技术雷达的设计已经成为国内外学术研究的热点, 这一研究具有很大的现实意义。
1.2.2.2基于新型介质集成悬置线的电路
介质集成悬置线(Substrate Integrated Suspended Line)的概念最初是马凯学教授在 2007 年的美国专利中提出的[3],其典型的五层电路结构如图 1-5 所示[3]。该结构由五层电路板层叠构成,其中第二层和第四层电路板镂空形成空气腔。第一层和第五层双面覆铜作为空气腔的金属盖板,与空气腔周围排列的金属化过孔共同为空气腔提供了良好的电磁屏蔽环境。核心的电路结构设置在第三层介质上。SISL 的五层电路板可以利用多层印制板电路(PCB)或者多层低温共烧陶瓷(LTCC) 来实现。不需要额外的金属盒子,因此具有低成本、体积重量小、自封装的优势。
 
图 1-5 SISL 典型五层板结构[3]
 
自 SISL 提出以来,已经有很多性能良好的有源和无源微波电路在 SISL 设计平台上实现和验证,包括过渡[30]、混频器[5]、压控振荡器[6]、天线阵列[8]、滤波器[9]、低噪声放大器[10]等。由于SISL 结构是利用多层板实现的,因此其与其他常见平面电路的集成也比较容易实现,如微带线、共面波导(CPW)等。SISL 到共面波导的一种新型过渡结构如图 1-6 所示[30],该结构通过带状线连接 SISL 腔体和CPW,带状线两侧都采用渐变线连接,实现了较宽的带宽。该过渡结构的加工实物
 
5
 
图和测试结果如图 1-7 所示[30]。该过渡在 DC~8GHz 范围内实现了良好的匹配,插入损耗小于 0.6dB。
图 1-6 SISL 到 CPW 过渡结构的五层板 3D 示意图[30]
 
(a) (b)
 
图 1-7 SISL 到 CPW 的过渡结构实验结果[30]。(a)加工实物图;(b)仿真测试结果
 
文献[7]报道了一种基于 SISL 的三工器设计,如图 1-8 所示[7]。该三工器具有三个滤波通道,利用两个匹配电路将其连接起来。该三工器在三个输出端口之间实现了良好的隔离,并在 0.8GHz、2.5GHz、5.8GHz 三个通道分别实现了 1.4dB、1.3dB 和 0.8dB 的低插入损耗,如图 1-9 所示[7]。
由于SISL 的多层板结构,其很容易实现与其他平面电路的集成。且基于 SISL 设计的各种有源和无源电路也能够集成在同一SISL 平台上,具有很高的系统集成度。同时,利用双层金属走线以及介质切除等方法,能够有效减小电路的损耗。综上,SISL 是一种具有低损耗、低成本、高集成度和自封装等优良特性的新型传输线平台。
 
图 1-8 SISL 三工器加工实物图[7]。(a)五层板封装结构;(b)第三层板视图
图 1-9 SISL 三工器仿真和测试结果[7]。(a)S 参数(b)隔离度
 
本文将六端口网络技术与 SISL 平台相结合,探讨 SISL 平台本身具有的低损耗、腔体结构、自封装等固有优势与六端口网络雷达这一系统的兼容性,这对于六端口网络技术和SISL 平台本身的发展都有很大的意义。
 
1.3 本论文的结构安排
本文的章节结构安排如下:
第一章绪论主要介绍了本课题的研究背景与意义,分析了六端口技术的国内外发展现状以及SISL 设计平台的结构与特点,
第二章分别介绍了六端口结电路、二极管检波器的常见拓扑和工作原理以及SISL 的基本结构和传输理论。为后续 SISL 六端口网络和多层 SISL 过渡的设计提供理论参考。
第三章基于SISL 平台设计了一种新型六端口网络,包括低损耗六端口结电路、二极管检波器以及差分运算放大器。
 
第四章根据SISL 的结构特点,设计了 Ka 波段多层SISL 不同层腔体间的过渡结构以及基于多层SISL 平台的天线阵列应用。
第五章对本课题研究内容做了简要分析和总结,并对后续工作进行了展望。
 
 
第二章 六端口技术原理和介质集成悬置线
 
2.1六端口网络技术理论基础
六端口技术提出初期,主要应用于微波测量领域,例如反射仪[31,32]。上世纪 90 年代,六端口技术开始应用于直接变频接收机和雷达传感器中[33,34],并得到了长足的发展。六端口网络通常由六端口结电路、平方率检波器以及高增益差分放大电路构成。其核心结构是无源的六端口结电路,它由简单的无源器件组成,有两个输入端口和四个输出端口。两个微波信号输入六端口结,会产成四组不同相位关系的矢量和,利用二极管检波器的平方率特性检波后,可以通过检测得到的标量电压信息提取输入信号的矢量信息。具有结构简单、低成本等优点。
2.1.1六端口技术理论
2.1.1.1六端口反射仪
前面我们说到六端口技术提出初期主要应用在微波测量领域,其中最经典的应用即六端口矢量反射仪。因此我们首先介绍六端口反射仪的工作原理,通过对测量反射系数原理的理解,再进一步引申到六端口雷达的检测原理。
微波元件的端口反射系数通常表示为该端口的某参考面上反射电压与入射电压之比。如图 2-1 所示,反射波和入射波分别用矢量 a 和 b 来表示,我们可以通过电压表测量轻易获取其幅度信息,也就是矢量的模值。根据图 2-1 中矢量的几何关系,a 和 b 的相位差 φ 可以表示为:
 
 
图 2-1 矢量 a 和 b 示意图
 
cosφ= |a+b|2-|a|2-|b|2 = |a|2+|b|2-|a-b|2
 
 
(2-1)
 
2|a||b| 2|a||b|
因此,只需要得知矢量 a 和矢量 b 以及 a+b(或 a-b)的模值,根据式(2-1) 就可以得到两个矢量的相位信息,这个方法通常被称为“三电压表法”。这就是六端口反射仪的基本思想,即将矢量信息通过简单易测的标量表示出来。
 
 
 
可以由式(2-17)的校准矩阵表示出来,如下:
 
根据端口反射系数的定义,被测设备的反射系数Г2可表示为:
 
从式(2-19)可以得出,端口 2 的反射系数,即入射波a2和反射波b2的比的矢量信息可以由六端口网络的四个输出信号的功率值表示出来。因此,我们只需测量四个输出端口的输出功率,就可以得到端口 2 的反射系数。
2.1.1.2六端口网络原理及结构
根据上面所提到的六端口电路的功能可见,六端口电路是由功率分配和相移模块组成,其传统拓扑通常由一个功分器和三个正交耦合器组成[36]。其中功分器也可以替换为正交耦合器与移相器的组合或者环形耦合器结构。本节我们将以传统的功分器和三个正交耦合器的拓扑来对六端口电路的原理进行分析,其结构如图 2-3 所示。
 
图 2-3  六端口结原理框图
 
由微波电路的知识可知,图 2-3 所示的六端口结电路的S 参数矩阵如下:
 
(2-20)
 
bi=ai·s1i+a2·s2i, i=3, 4, 5, 6 (2-21)
理想情况下,我们将输出功率表示为Pi=|bi|2(i=3,4,5,6)。但在实际的电路中,通常使用肖特基势垒二极管(Schottky Barrier Diode,SBD)的平方率特性实现对功率的检测。肖特基二极管与 PN 结原理不同,是利用金属与半导体接触形成的金
属-半导体结的一种非线性器件,也称为表面势垒二极管。肖特基势垒二极管是一种多数载流子导电器件,具有开关频率高、正向压降小等优点。在微波电路中,可以用来实现混频、检波和高速开关等功能[37,38]。
对于图 2-3 所示的六端口结拓扑,我们可以将输入信号 a1和a2的表达为[39]:
a1(t)=B cos(ω1t) (2-22)
a2(t)=Acos(ω2t+φ) (2-23) 那么该六端口结的四个输出信号就可以表示为:
si(t)=AiA cos(ω2t+φ+φAi) +BiB cos(ω1t+φBi) ,  i=3,4,5,6 (2-24)
其中Ai,φAi,Bi和φBi是由六端口结自身特性决定的参数。
二极管检波器是非线性器件,六端口结电路的输出信号经过二极管检波后,输出的信号可以表示为:
 
 
可以看出,二极管检波后的输出信号中有很多的分量,包括直流、基波、二次以及高次谐波分量。经过低通滤波器滤波后,将基波频率以上的信号率除掉,得到需要的信息。当两个输入信号频率相同(ω1=ω2)时,式(2-25)变为:
Lowpass[P (t)]=K + K2i [A2A2+B2B2]+ K2i [A AB B cos γ(t)], i=3,4,5,6 (2-26)
i 0i 4 i i 2 i i
其中γ(t)=φAi-φ-φBi。式(2-26)中的第三项包含了接收信号的幅度和相位信息。六端口结电路的输出信号经过二极管检波和低通滤波后,输出的电压为:
V =K   + K23 [A2+B2+2AB· cos φ] (2-27)
3 03 4
V =K   + K24 [A2+B2-2AB· cos φ] (2-28)
4 04 4
V =K   + K25 [A2+B2+2AB· sin φ] (2-29)
5 05 4
V =K   + K26 [A2+B2-2AB· sin φ] (2-30)
2-31)以上推导可以得出以下结论:六端口网络能将射频信号转化为基带信号,然后经过信号处理单元一定的算法运算后,就可以得到两个输入信号的相位差。
2.1.2二极管检波电路理论
通过前两节的分析,我们可以得知六端口电路在微波测量和雷达接收机的应用中,其基本思想都是通过四路输出信号的功率值来获取输入信号的矢量信息。因此六端口网络除了其核心的无源六端口结电路之外,检波器也是十分重要的一部分。本节内容主要阐述检波电路的理论。在上一节的分析中我们提到,实际情况中的检波电路通常是利用肖特基二极管的平方律效应完成对输出信号功率的检测或实现混频功能的。
2.1.2.1肖特基二极管的结构和电路模型
肖特基势垒二极管是利用金属与半导体接触形成肖特基势垒的微波二极管, 具有非线性电阻特性。肖特基二极管是构成检波器的核心器件,由于其非线性特性, 在微波电路中也常用于混频器和倍频器的实现。
二极管的横截面示意图如图 2-4 所示。肖特基二极管以导电率较高的 N 型半导体为基片。阴极为金属,与基板通过欧姆接触连接。基板上方为外延层,有时为了降低串联电阻以及防止基板杂散向上扩散到外延层,可以在基板上附着一层缓冲层,通常采用高纯度和高导电率的材料。外延层与阳极金属之间形成耗尽层,于是 N 型基板与阳极之间便形成了肖特基势垒。阳极金属通常为铂、钛等贵金属或者合金[40]。
图 2-4  二极管的剖面示意图
 
肖特基二极管在 N 型半导体与金属阳极的接触面上形成肖特基势垒。当势垒两端加正电压时,肖特基势垒层变窄,内阻变小,形成正向电流,随着电压增大, 会进入线性区;反之,加反向电压时,肖特基势垒层变宽,内阻增大,反向电流很小。因此,肖特基二极管的伏安特性曲线如图 2-5 所示。
 
图 2-5  肖特基结的伏安特性曲线
 
 
图 2-6 肖特基势垒二极管等效电路
 
肖特基势垒二极管的等效电路如 2-6 所示,图中虚线框部分为管芯(包括一个与偏压有关的结电阻 Rj、结电容 Cj 和一个串联电阻 Rs),Ls 和 Cp 则是考虑封装产生的寄生电感和电容。
首先分析二极管的小信号模型。由于肖特基二极管为多数载流子器件,可以忽略少数载流子贮存形成的扩散电容,因此其结电容仅由势垒电容决定,比 PN 结小
很多,具有更好的高频特性[41]。肖特基二极管的结电容可以表示为:
 
 
其中,Is  为二极管反向饱和电流,其典型值在 10-6 到 10-15 之间,α= e0V⁄nkBT,其值与结电压正相关。
在小信号情况下,我们假定交流结电压幅值非常小。这时候 Rj 和 Cj 可以近似
为线性的。根据式(2-34),小信号结电导的表达式为:
由上式我们可以看出结电导与结电流正相关,通常情况下,相较于正偏压情况下的结电流Id(V)的值,Is可以忽略不记。
图 2-7 肖特基势垒二极管直流特性曲线
 
Schottky 势垒二极管的直流特性曲线如图 2-7 所示。当外加电压非常小的时候,二极管电流的增加十分缓慢,我们将其称为死区电压,对应图 2-7 的I 区。而当电压较大时,二极管的电流的大小则会受到串联电阻 RS 的限制,此时,二极管的进入线性工作区,对应图 2-7 的III 区。对于平方率检波,顾名思义,二极管应该工作在平方律范围内,如图 2-7 中的II 区,二极管电流与电压的平方成正比,也就是与信号的输入功率成正比:
 
 
2.1.2.2肖特基二极管检波电路
 
 
上一节我们介绍了肖特基二极管的电路模型和工作原理,本节则基于此阐述肖特基二极管构成的检波电路的拓扑结构和基本理论。
检波器电路的基本拓扑结构如图 2-8 所示。当二极管的死区电压较大时,我们需要外加偏置电压 Vbias 来提高检波器的检测灵敏度。L 为偏置电路,通常为简易的低通滤波器结构以减小偏置电路对射频回路的影响。有时为了简化电路,可以采用零偏方案,此时无需偏置电路。不同型号的肖特基二极管具有不同的输入阻抗, 而我们电路中常用的传输线阻抗为 50Ohm,为了实现宽带匹配,则需要匹配网络
 
来进行阻抗匹配以保证信号能够传递给肖特基二极管。由于检波器的输入信号除了交流小信号,可能还存在着直流大信号,以免其对二极管检波工作产生影响,所以引入直流地(Lp)将不必要的直流信号滤除。直流回路在低频可以用集总电感元件实现,高频时则只能使用分布元件来实现。Cp 为旁路电容,通常为大电容,为射频信号提供回路,即射频地,同时也可以进一步滤除低频信号。低通滤波器的作用是滤除射频信号和高次谐波,仅使检波的直流或中频信号通过。二极管检波器的输出电压为负载电阻 RL 两端的电压,由于二极管电流通常很小,所以负载电阻通常为大电阻。
 
图 2-8 二极管检波器电路的拓扑结构
 
通过上一节的分析我们知道小信号输入下二极管的电流响应可以由以下泰勒级数展开式近似:
由上式可以看出,输出的信号中包含直流分量、基波分量和二次谐波分量。而其中的直流分量与输入信号功率成正比。因此只需要提取直流分量,就可以得到射频信号的功率。此外肖特基二极管的变频效应则是通过二次项实现,当输入信号包含两个不同频率的分量时,其中的二次项经过诱导公式的推导,可以得到差频项, 从而实现变频效应。
 
2.2介质集成悬置线
传统波导悬置线是将金属波导腔和平面传输线结合的一种传输平台,具有低损耗和高 Q 值的优良特性,但具有成本高、不易集成、体积和重量较大等缺点, 这在很大程度上限制了波导悬置线的发展前景。
 
 
图 2-9 SISL 典型五层结构横截面示意图
 
SISL 作为一种新型传输平台在专利[3]中被提出,通过多层印制板技术实现传统波导悬置线的金属盒子。其典型的五层板结构如图 2-9 所示。该结构是由五层双面覆铜的介质板通过介质粘合或铆钉压合等方式层叠构成。从上往下分别为Substrate1、Substrate2、Substrate3、Substrate4、Substrate5。通常情况下,我们将电路设计在第三层介质上( Substrate3 ), 而第二层( Substrate2 ) 与第四层介质
(Substrate4)则中心被挖除合适形状和大小的空腔来形成悬置线的上下空气腔。第一层(Substrate1)与第五层(Substrate5)介质作为上下空气腔的盖板。此外我们在空气腔周围排列一圈紧凑的金属化过孔,过孔从第一层介质(Substrate1)贯穿到第五层介质(Substrate5),与第一层介质的下层金属(G2)和第五层介质的上层金属(G9)共同形成封闭的金属腔,显著减小了电磁场传输过程中的辐射损耗并且具有良好的静电屏蔽特性,于此同时实现了电路的自封装。SISL 利用多层印制板电路技术与金属化过孔代替了传统波导悬置线的金属波导腔,更加轻便和易于与其他传输平台集成并且成本低廉,同时还实现了与传统波导悬置线几乎相同的低损耗、高Q 值的性能,因此具有十分广阔的应用空间。
到目前为止,基于 SISL 平台的工作大多采用图 2-9 所示五层介质板的典型结构。为了进一步挖掘 SISL 平台的发展潜力,我们提出了多层 SISL 结构,顾名思义,多层SISL 是由多层SISL 五层板典型结构堆叠而成,如图 2-10 所示。为了方便起见,后文中我们用 SISL1 和 SISL2 来区分上层和下层的 SISL 五层板的典型腔体结构。图中可以看出,SISL1 的第五层的介质基板(Sub5)和 SISL2 的第一层介质基板(Sub1)合并为一层介质基板,承担上下腔体的共同封闭墙以及金属地。很显然地,利用标准PCB 技术很容易实现图 2-10 所示的双层SISL 或多层SISL。这
 
 
使得SISL 系统电路的设计具有更高的集成度,在空间利用方面更具有竞争力。因此具有良好性能的连接SISL1 和SISL2 的腔体的过渡结构是十分有必要的。本文就该问题提出了一种 Ka 波段的过渡方案。
 
图 2-10 多层 SISL 结构横截面示意图
 
2.3本章小结
本章首先介绍了六端口网络技术的起源和发展,阐述了六端口技术和平方律检波器的理论基础,并对常见的六端口电路和平方律检波器的拓扑结构进行了分析。
随后,介绍了 SISL 的基本结构和优缺点。并提出了多层 SISL 结构,分析了其优势和发展前景
 
第三章 基于介质集成悬置线的六端口网络设计与实现
 
3.1介质集成悬置线与蜂窝概念
上一章介绍了 SISL 的基础五层板结构,我们将电路设计在 substrate3 的两侧也就是 G5 和 G6 层。考虑到成本和性能,我们在设计中 substrate1、substrate2、substrate4 和substrate5 选用的介质衬底为 0.6mm 的相对介电常数为 4.4 的 Fr4,而substrate3 则选用 0.254mm 的介电常数为 2.2 的Rogers 5880。
(a) (b)
 
图 3-1 SISL 结构 3D 示意图。(a)单腔结构;(b)多腔结构
 
在以往发表的基于 SISL 的设计中[4-10],我们可以看到电路中大部分只包含一个空腔,如图 3-1(a)所示。但是,当我们设计一些复杂的网络(如多个元件组成的六端口网络或巴特勒矩阵)时,如果我们仍然采用单腔结构设计,这些元件的电磁场会互相干扰,给整个电路设计带来困难,尤其是 Ka 波段甚至更高频段的系统集成。因此,为了实现多元件网络,我们提出了基于SISL 平台的蜂窝概念[42]。与单腔体情况相比,我们采用了多腔结构,如图 3-1(b)所示。相邻的空气腔之间设置有很多排列的金属化过孔,构成金属墙来阻止电磁能量通过,使这些空气腔彼此隔离。于是,对于由多个模块级联构成的网络,我们可以将每个模块设置在独立的空气腔中,使模块彼此隔离。于是这些模块可以分别设计和优化,而不用考虑级联后的寄生效应,使系统级电路的设计更加灵活高效。而相邻的空气腔之间则通过一段带状线进行互联,这几乎不会影响空腔之间的隔离。
 
3.2基于 SISL 的防撞雷达与六端口网络
3.2.1基于 SISL 的六端口防撞雷达
本文提出的 SISL 六端口网络设计主要是面向 24GHz FMCW 防撞雷达的应用场景,本小节主要分析六端口防撞雷达的结构和原理。基于六端口网络的防撞雷达传感器的结构框图如图 3-2 所示。
 
图 3-2 基于六端口网络的防撞雷达结构框图
 
通过信号源和调制器产生一个连续的调频三角波。传输的信号一部分作为参考信号(LO)经过衰减器衰减后输入到六端口网络的其中一个输入端口,另一部分经过功率放大器和发射天线向自由空间发射出去,发射信号遇到目标产生反射形成回波。回波信号则由接收天线接收后经过低噪声放大器放大后输入到六端口网络的另一个输入端作为射频信号(RF)。两个信号经过六端口结电路线性叠加后经过二极管检波,可以得到两个信号的差频信息。为了直观的理解,我们将发射和接收的调频三角波以图表的形式表示出来,如图 3-3 所示。
 
图 3-3 参考信号和回波信号示意图
图 3-3 中实线表示发射信号,虚线表示回波信号,可以看出回波信号是由发射信号平移得到的。其中回波信号在自由空间的传输过程表现为水平方向的平移,而目标移动所产生的多普勒频移则表现为水平方向的平移。得到回波信号后,发射信号和回波信号的差频也可以顺势在图中表达出来,如图 3-3 所示。当目标移动时, 我们会在信号频率的上升沿和下降沿得到两个不同频率的差频,可以用 fb(up)  和fb(down)来表示。我们定义以下两个频率参量:
 
其中 c 是真空中的光速,Δf为三角波最大频偏的一半,fm为三角波扫频频率。因此,只要我们获得回波信号和参考信号的频率差,就可以利用式(3-3)和式(3- 4)得到目标的距离和移动速度信息。
我们将这一六端口防撞雷达架构与SISL 传输平台结合起来,首次实现了基于SISL 平台的六端口防撞雷达系统,其结构如图 3-4 和 3-5 所示。本文将重点介绍其中的六端口网络的设计思路和过程。
 
 
图 3-4 基于 SISL 的 24GHz 六端口防撞雷达 3D 示意图
图 3-5 基于 SISL 的 24GHz 六端口防撞雷达 G5 层俯视图
 
3.2.2六端口网络拓扑结构
我们前面提到六端口网络是由六端口结电路、二极管检波器和高增益差分放大电路构成,在接收机和雷达传感器系统中可以代替混频器。其拓扑结构如图 3-6 所示。本振和射频信号分别在六端口结电路的两个输入端口输入,在其四个输出端口产生四组本振和射频信号的不同相位组合的线性叠加。这四组输出信号通过二极管检波器,利用肖特基二极管的平方律特性,可以提取出本振和射频信号的差频信息。随后经过两个差分运算放大器,将这四组差频信号两两“相减”并进行放大从而得到I/Q 信号。
 
图 3-6  六端口网络的拓扑结构
3.3六端口结电路的设计与实现
前面我们提到六端口结电路是六端口网络的核心无源部分,六端口结电路通常情况下是由一个功分器与三个正交耦合器组成,如图 2-3 所示。其中功分器可以
替换为一个正交耦合器加 90 度移相器或者环形耦合器。在本文中,基于对称性的
考虑,我们选择的是一个环形耦合器和三个正交耦合器的拓扑结构,如图 3-7 所示。两种耦合器都基于SISL 的基础五层板结构设计,并且按照上一节所述的蜂窝结构分别设置在不同的腔体内,彼此采用带线进行连接。
 
图 3-7  六端口结电路的拓扑结构
 
通常来说,电路的损耗包括三个方面,分别是辐射损耗、导体损耗和介质损耗, 因此我们采用以下措施在这三个方面减小电路的损耗:
1)如图 3-1 所示,SISL 的空气腔周围的每层 PCB 上都设计了很多排列的金属化过孔,这些过孔与空气腔的上下层金属(即 G2 和 G9)一起构成了一个良好的电磁屏蔽环境,这将电路的辐射损耗降到最低。
2)我们将电路设计在Substrate3 的上下两层也就是 G5 和G6 层,并使用金属化通孔将两层金属连接起来进一步减小电路的导体损耗。
3)为了减小介质损耗,我们采用将 Substrate3 的不必要部分切除,仅保留一些必要的连接来确保电路板的机械强度。
我们将在下面两个小节分别介绍正交耦合器和环形耦合器的设计过程。
 
3.3.1基于 SISL 的正交耦合器设计
本小节要实现的正交耦合器工作在 24GHz 频段,采用贴片结构实现。贴片结构由于其机械强度高、结构简单得到了十分广泛的应用。但是该结构也有一些缺点,
例如尺寸较大、辐射损耗大等。但是由于SISL 的特性能够很大程度低减小电路的辐射损耗。并且在 24GHz 甚至更高频频段,电路尺寸往往不是设计考虑的首要因素,在高频段电路尺寸大反而使电路更容易加工。
3.3.1.1基本结构
由六端口结电路的拓扑结构可知,我们需要三个 3-dB 正交耦合器,因此该耦合器的性能在整个六端口结电路中占有十分重要的地位。于是我们首先展开关于3-dB 正交耦合器的设计工作。
一个 3-dB 正交耦合器的作用是将输入信号等幅正交地分配到直通端和耦合端, 同时与隔离端保持良好的隔离度,其S 参数矩阵可以表示为:
 
端口 1 和端口 4 为一组隔离端口,当激励端口 1 或者端口 4 时,信号将被等
幅正交地分配到端口 2 和端口 3。而端口 2 与端口 3 也是一组隔离端口,同理口,
当激励端口 2 或者端口 3 时,信号将被等幅正交地分配到端口 1 和端口 4。
基于 SISL 的贴片正交耦合器如图 3-8 所示,它采用了圆形贴片结构。该圆形贴片由两组不同半径(R1 和R2)的四分之一圆组成。设计中我们采用了金属化过孔连接的双层金属,同时对 Substrate3 的多余介质进行切除,来减小电路的导体损耗和介质损耗。
(a) (b)
 
图 3-8 SISL 正交贴片耦合器示意图。(a)G5;(b)G6
 
3.3.1.2电路分析与推导
为了研究这个四端口贴片网络的特点,我们采用以下分析思路:首先使用分割法将这些四个扇形部分的 Z 矩阵组合在一起,获得该网络的整体 Z 矩阵。进而通过标准的 Z 到S 矩阵变换就可以获得该网络的 S 参数[43]。
扇形贴片耦合器的研究开始于圆形贴片,假设其由四个具有相同半径的扇形贴片组成,如图 3-9 所示。
图 3-9 任意对称的四端口的圆形贴片电路
 
扇形的半径和输入/输出端口的位置由下式给出
R1=R2=R3=R4=R (3-6)
θ1=θ3=θ (3-7)
θ2=θ4=180°-θ (3-8)
与扇形铁片电路相比,圆形贴片电路的分析变得简单得多。圆形贴片电路的格林方程为:
 
G 由此我们可以根据工作频率得到圆形贴片的尺寸,本文中四个扇形贴片的圆心角均为 90°。而半径比与耦合系数的关系如图 3-10 所示,可以看出在一定范围内,随着半径比的增大,耦合器的耦合系数有减小的趋势。因此可以根据下图的关系选择合适的半径比来满足特定的需求。
 
图 3-10 SISL 贴片正交耦合器贴片半径比与耦合度的关系
 
3.3.1.3仿真与测试结果
 
(a) (b)
图 3-11 SISL 贴片正交耦合器仿真与测试结果。(a)S 参数;(b)相位
 
该SISL 圆形贴片耦合器中心频率选为 24GHz,经过电磁仿真和优化后,最终得到该耦合器的参数值如下:R1= 4.33mm,R2= 3.33mm,L1= 8.658mm,L2=1.16mm,
 
 
W1= 1.9mm,W2= 0.495mm,W3= 0.9mm,W4= 1.6mm,θ = 90°。该SISL 圆形贴片耦合器的加工实物图如图 3-12 所示。仿真和测试的S 参数和相位关系如图 3-11 所示,22GHz 到 26GHz 内,测量回波损耗优于 15dB,隔离度整体优于 15dB,最大值超过 40dB;在 22~25GHz 范围内,幅度小于±0.5dB,相位误差小于±5°。在 24GHz 处,S21 和S31 的测量结果分别为-3.45dB 和-3.3dB。
(a) (b)
图 3-12 SISL 贴片正交耦合器加工实物图。(a)Sub3;(b)五层板压合结构
 
3.3.2基于 SISL 的环形耦合器设计
3.3.2.1基本结构和分析
对于提出的六端口结拓扑,除上一小节设计的正交耦合器外,还需要设计一种具有 180°相位差的 3-dB 定向耦合器。180°耦合器的实现形式主要有混合环、正交耦合器加移相器以及贴片结构等。由于上一小节设计的正交耦合器采用的圆形贴片的结构,根据六端口结电路的版图布局,本节提到的 180°耦合器采用了混合环的结构实现,如图 3-13 所示。该耦合器的结构与常规环形微带线构成的混合环不同,采用的是圆形贴片中心开矩形槽的结构实现,使设计更加灵活。整个圆环的长度为3/2??????,四个端口串联在圆环上,将圆环分为四段,其长度如图 3-13(b)所示。 耦合器的四个端口在下侧以 60°的角度差依次排列,分别为端口 1、端口 2、端口 4 和端口 3,S 参数矩阵由下式(3-22)给出。
(3-26)
 
 
本节的环形耦合器也采用了双层金属和介质切除的方式来减小电路的导体和介质损耗。该耦合器的工作频率是由圆形贴片半径与矩形槽的边长共同决定的。设
 
计步骤可以归纳为:首先,根据圆形贴片的频率公式得到工作频率初圆形贴片的尺寸;其次,在圆形贴片中心开矩形槽以实现想要的耦合度;最后,微调贴片半径与矩形槽的边长以得到更优的仿真结果。
(a) (b)
 
图 3-13 SISL 环形耦合器示意图。(a)模型图;(b)原理图
 
3.3.2.2仿真和测试结果
该SISL 圆形贴片耦合器中心频率选为 24GHz,经过电磁仿真和优化后,最终得到该耦合器图 3-13(a)中的参数值如下:R = 3.6mm,???1= 3.6mm,???2= 0.4mm, W1= 2.3mm,W2= 0.495mm,W3= 1.6mm,W4= 1.4mm,θ = 60°。SISL 环形耦合器的加工实物图如图 3-15 所示。仿真和测试的 S 参数和相位关系如图 3-14 所示, 22GHz 到 26GHz 内,测量回波损耗整体优于 15dB,最大值超过 30dB。隔离度整体优于 20B,最大值超过 40dB;在 22~25GHz 范围内,幅度不平衡度小于±0.5dB,相位误差小于±5°。在24GHz 处,S21 和S31 的测量结果分别为-3.38dB 和-3.4dB。
 
(a) (b)
图 3-14 SISL 环形耦合器仿真与测试结果。(a)S 参数;(b)相位与幅度不平衡度
 
(a) (b)
图 3-15 SISL 环形耦合器加工实物图。(a)Sub3;(b)五层板压合结构
 
3.3.3六端口结电路的集成
3.3.3.1六端口结电路结构
到目前为止,已经完成了 24GHz 频段的六端口结电路需要的正交耦合器和环形耦合器。按照图 3-7 给出的 SISL 六端口结电路的拓扑结构,将四个耦合器按照蜂窝概念的标准集成在同一SISL 平台上,如图 3-16 所示。
 
图 3-16 六端口结电路模型示意图
 
可以看出,围绕腔体排列的金属化通孔将腔体隔离起来。将四个模块集成后, 不同腔体内的模块基本不会互相影响,因此基本不需要进一步的调试和优化工作。这使SISL 系统级的设计十分高效。此外,SISL 六端口中的所有模块都采用了双层金属和介质切除的方式来减小电路的导体损耗和介质损耗,并且由于 SISL 结构的电磁屏蔽特性,很大程度上减小了电路的辐射损耗。整体电路采用标准 PCB 工艺加工,低成本的同时具有自封装的优势。
 
3.3.3.2仿真和测试结果
该 SISL 六端口结电路的加工实物图如图 3-19 所示。该基于 SISL 的六端口结电路的仿真和测试的 S 参数如图 3-17 所示。当端口 1 被激励时,从 22GHz 到26GHz,测试的回波损耗整体优于 15dB,最大值超过 35dB。当端口 2 被激励时, 从 22GHz 到 26GHz,测试的回波损耗整体优于 10dB,最大值超过 30dB。两个输入端口隔离度优于 16dB,最大值超过 40dB。在中心频率 24GHz  处,测试的 S31、 S41、S51、S61 均在-6.4±0.2dB  的范围内,而理想情况下的理论值为-6dB,因此中心频率处测试的插入损耗小于 0.5dB。而全频段的插入损耗小于 1.4dB。中心频率处幅度不平衡度小于 0.29dB。该 SISL 六端口结电路的相位关系测试结果如图 3- 18 所示。理想情况下,当端口 1 和端口 2 分别被激励时,四个输出信号相位差为
90°或 90°的倍数。在整个频带范围内,测试的相位误差小于 7°。
几种六端口结电路的测试性能比较如表 3-1 所示。本文的 SISL 六端口结电路由于部分使用了 FR4 材料,具有低成本的优势同时还保证了电路的低损耗。与此同时基于蜂窝结构,SISL 六端口结电路还具有集成度高和自封装的优势。
(a) (b)
 
图 3-17 SISL 六端口结电路的。(a)激励端口 1 时;(b)激励端口 2 时 S 参数测试结果
 
 
图 3-18 SISL 六端口结电路的相位关系测试结果
(a) (b)
图 3-19 SISL 六端口结电路加工实物图。(a)Sub3;(b)五层板压合结构表 3-1 SISL 六端口结电路与其他工作的对比
3.4基于 SISL 的检波器电路设计
本章基于介质集成悬置微带线,采用商用肖特基二极管,设计了 24GHz 的平方律检波器。
3.4.1肖特基二极管的选择
肖特基势垒二极管是检波器的核心器件,其性能在很大程度上决定了检波器的性能,因此合理的选择肖特基势垒二极管是检波电路设计的前提。常用的检波二极管通常可以分为硅低势垒二极管和砷化镓平面掺杂势垒二极管。硅低势垒二极管在毫米波低频段较为常用,具有驻波比低、频率响应平坦和动态范围大等特点。而砷化镓平面掺杂势垒二极管常具有较大范围的工作温度,电压灵敏度较高。为了简化电路结构,本文的检波器采用了零偏方案,因此在二极管的选择上首要选择了零偏肖特基二极管来承担检波工作。
根据本文六端口网络的工作频率,本文选用的是 skyworks 公司的 SMS7630-
061 肖特基零偏压检波二极管。该二极管属于硅低势垒肖特基二极管,具有超小型
0201 占位面积、低势垒高度和低寄生阻抗的特点。较低的势垒高度可以在无需外部偏置的情况下实现良好的检波器灵敏度,且较低的结电容使其工作频率高达26GHz 甚至更高,且具有十分低廉的价格。
SPICE,全称Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis,是一种电路仿真程序,该算法被包括ADS 等众多商业仿真软件采用。实际应用中,对仿真结果影响占比较大的一些 SPICE 参数[46]如表 3-2 所示。在毫米波低频段,二极管尺寸较小,因此寄生参量也很小,基本上可以忽略不计,这时 SPICE 模型基本上可以准确地描述二极管特性。而随着频率升高到达太赫兹频段时,二极管的外围寄生参量变得无法忽视,这时就需要建立二极管的三维电磁模型,从该模型中提取相关寄生参量。而在本文中 24GHz 的应用中,我们只采用了SPICE 模型来表征二极管的特性。SMS7630-061 肖特基零偏压检波二极管的 SPICE 参数由其官网提供的datasheet 文件给出,如图 3-20 所示。RL
表 3-2 二极管重要的 SPICE 模型参数
 
参数 说明 ADS 默认值 典型值
Is(A) 饱和电流 10f 1f~100n
N 理想因子 1 1~2.5
Rs(Ohm) 串联电阻 0 1~20
Tt(s) 渡越时间 0 0.5f~500u
Vj(V) 势垒电压 1 0.8
Cj0(F) 零偏结电容 0 0.5f~5p
Eg(eV) 带隙能 1.11 1.11
M 结电容渐变系数 0.5 0.2~0.5
Xti 饱和电流温度指数 3 2
Kf 闪烁噪声系数 1 0.1f
Af 闪烁噪声指数 1 1
Bv(V) 反相击穿电压 ∞
Ibv(A) 反向击穿电流 0.001
图 3-20 官网提供的 SMS7630-061 二极管 SPICE 模型参数
 
3.4.2SISL 二极管检波器设计
3.4.2.1低通滤波器设计
经过上文对二极管检波器的理论分析,我们知道毫米波信号通过检波二极管产生直流、基波和高次项信号。而对于本文六端口网络的 FMCW 雷达应用,我们需要保留的是低频的中频信号,因此需要对基波和高次谐波信号进行抑制。由于高次谐波的幅度相对较小,所以我们在低通滤波器的设计中,主要考虑对基波信号的抑制程度。在毫米波频段,高低阻抗线结构简单、工程上易于实现,是低通滤波器常用的结构。但其多节结构面积较大,而节数较少时阻带与之特性又不易满足。因此在本文中,我们对低通滤波器的设计采用了改进的扇形枝节结构来实现,如图 3-
21 所示。扇形开路枝节在滤波器的设计中是一种常用的结构,等效为并联电容接地,能够使射频信号在传输时发生短路,从而实现低通的滤波功能。
 
 
 
图 3-21 扇形枝节示意图
 
在本文的设计中,采用了加载两节扇形开路枝节的方式,如图 3-22(a)所示。在电路模型中,与扇形开路枝节并联的高阻线则可以等效为电感,因此其等效的
LC 电路如图 3-22(b)所示。
(a)(b)
 
图 3-22  加载扇形开路枝节结构的低通滤波器。(a)模型示意图;(b)等效电路
 
经过电磁仿真软件 HFSS 对该模型进行仿真和优化,该低通滤波器的仿真结果如图 3-23 所示,结果显示在 20GHz~27GHz 范围内,S21 整体小于-32.5dB;在0~5GHz 范围内,滤波器的插损不大于 0.17dB。因此基波频率范围的信号能够得到很好的限制。通常情况下,汽车防撞雷达系统中的多普勒频率相对低,所以通带范围也能够满足要求。
 
图 3-23 加载扇形开路枝节结构的低通滤波器仿真结果
 
3.4.2.2匹配电路设计
我们在电路设计中常用 50Ohm 标准传输线以便不同模块组件之间的连接,防止回波损耗过大。而肖特基二极管的高频阻抗通常不是 50Ohm,因此我们需要阻抗匹配电路将肖特基二极管匹配到 50 欧姆线上。首先我们需要提取肖特基二极管的高频阻抗特性,用于匹配网络的设计。这需要借助仿真软件 ADS 中二极管的非线性模型来完成,提取二极管高频阻抗的电路原理图如图 3-24 所示,该过程需要用到 ADS 软件中 S 参数和输入阻抗两个仿真控件。
 
 
图 3-24 提取二极管高频阻抗的电路原理图
 
输入阻抗仿真结果如图 3-25 所示。可以看出,在小信号的激励下,肖特基二极管输入阻抗的实部为 20 欧姆左右,这与 SPICE 参数中提供的串联电阻Rs 一致。在中心频率 25.5GHz 处,虚部为-j44 ???,根据电容的阻抗计算公式计算可得,这刚好是 SPICE 参数中提供的结电容 Cj0=0.14pF 的阻抗。因此,在无偏置小信号的激励下,肖特基二极管的高频阻抗特性等效为串联电阻和结电容的串联,结电阻的阻值基本上对其没有影响。对比肖特基二极管的等效电路图,这是因为在小信号激励下,结电阻通常非常大,而在高频时,结电容的阻抗反而非常小,因此两者的并联的阻抗主要由结电容的阻抗决定。
图 3-25 二极管高频阻抗提取结果
 
在毫米波电路设计中的阻抗变换方式主要由 LC 集总元件组成的阻抗变换网络、变压器、四分之一波长阻抗变换器等方式。由于本文的设计在 24GHz 频段, 因此集总元件组成的匹配网络较难实现且测试精度不够高,为了容易利用分布元件实现,因此这里采用四分之一波长阻抗变换器来实现阻抗匹配,如图 3-26 所示。
 
图 3-26 四分之一波长阻抗变换器示意图
 
当负载阻抗为实数时,可以直接根据以下公式进行阻抗匹配:
 
Z1=√Z0ZL (3-23)
而当负载阻抗为复数时(?????? = ?????? + ?????????),根据行驻波的电压波腹和波节点初的输入阻抗为纯阻值:
???????????? = ??????0 (3-24)
???????????? = ??????0 (3-25)
可以将四分之一波长变换器接在靠近终端的电压波腹或波节点处来实现阻抗匹配。首先我们在 HFSS 中加长二极管前的传输线,调整其长度,使从端口 1 看进去的输入阻抗为实数,如图 3-27 所示。
 
图 3-27 二极管检波器阻抗匹配后端电路
 
将其 SNP 文件导入仿真软件 ADS 中,结合二极管的 SPICE 模型以及电阻电容等集总参数元件进行仿真,如图 3-28 所示,图 2-23 中的模型仿真得到的输入阻
抗如图 3-29 所示。
 
图 3-28 二极管及其后端电路的仿真模型
 
图 3-29 二极管及其后端电路的输入阻抗的仿真结果
 
可以看出实际 HFSS 模型仿真中,二极管后端电路以及二极管阳极焊盘前端的传输线会对输入阻抗产生一定影响,我们调整传输线的长度,使中心频率处的输入阻抗的虚部调整为接近于 0,如图 3-29 所示。根据式(3-31),计算处四分之一波长阻抗变换线的阻抗为
Z1=√Z0ZL=√18×50=30 Ω (3-26)
借助 HFSS 仿真,我们可以得到四分之一波长的 30 ???传输线的宽度和长度分别为 1.17mm,2.1mm。将四分之一波长阻抗变换线加入前面的模型中,如图 3-30 所示。再次导入ADS 联合肖特基二极管的非线性模型仿真可以得到电路的S11 参数,如图 3-31 所示。可以看到在 24.5GHz~26.5GHz 范围内,反射系数整体小于- 10dB,最小值超过-40dB。
 
图 3-30 带有阻抗匹配网络的二极管检波器模型示意图
 
图 3-31 二极管检波器的阻抗匹配结果
 
3.4.2.3直流回路设计
根据图 2-8 所示的肖特基二极管检波器的拓扑结构,至此,除直流回路外的部分已经设计完毕。但为了保证二极管检波器的正常工作,还需要为电路提供直流回路。因此,我们需要在匹配电路与输入端口之间加一个额外的直流接地点,而不能影响射频信号的传输。这一功能我们可以通过串联电容或者并联电感接地两种方式来实现。本文则采用了加载短路枝节线的方式来实现这以功能,该短路枝节需要在直流时表现为短路状态,而在射频时表现为开路状态。根据微波传输线知识,我们可以利用四分之一波长短路线来实现。
对于一节特性阻抗为???0的传输线,当其终端短路时,输入阻抗可以表示为:
Zin=jZ0tan(L) (3-27) 可以看出,当 L 为四分之一波长时,输入阻抗为一个无穷大的复阻,相当于
串联了一个无穷大的电感。因此直流时表现为短路状态,而射频时表现为开路状态。
 
 
但是由于这一特性属于点频特性,因此为了尽量展宽带宽,我们采用了加载多节四分之一波长短路线的方式来实现,如图 3-32(a)所示。在 50 欧姆传输线两侧加载两组四分之一波长短路枝节,由于接地通孔的影响,经过仿真,最后确定的四分之一波长短路枝节的长度和宽度分别为 1.975mm 和 0.35mm。该直流回路的 S 参数仿真结果如图 3-32 ( b)所示。可以看出, 该直流回路的高频插损很小,在24.5GHz~26.5GHz 范围内优于-0.1dB,回波损耗在该范围内优于-22dB。
(a) (b)
图 3-32  直流回路。(a)电路模型;(b)仿真结果
 
3.4.3二极管检波器的谐波平衡仿真
至此我们已经将肖特基二极管检波器的几个部分设计完成,接下来的工作是对检波器的 SISL 完整模型进行 HFSS 和 ADS 联合仿真,首先是对检波器的完整模型在 HFSS 中进行仿真,其模型结构如图 3-33 所示。其中二极管、射频电容和负载电阻的焊盘处使用集总端口对其特性进行仿真。仿真后将其 S8P 文件导入ADS 中形成一个八端口的模型,将集总元件接到集总端口,如图 3-34 所示。
 
图 3-33 SISL 二极管检波器的五层板仿真模型示意图
 
 
图 3-34 SISL 二极管检波器的 ADS 仿真原理图
 
我们前面提到过本文提出的六端口网络的设计是基于 24GHz  频段的 FMCW 汽车防撞雷达的应用。该雷达是通过提取多普勒频率来计算距离目标物的距离,因 此本文的二极管检波器还需要在六端口结输出的包络信号中检测出 RF 和LO 信号的差频信息,而此差频是由 FMCW 的??????和目标的距离决定的,该频率往往很低, 在几到几百 KHz 的范围内,因此我们在仿真中采用 500KHz 的典型值。该 SISL 二极管检波器的 S 参数仿真结果如图 3-35 所示,可以看出该检波器的回波损耗在24.5GHz~26.5GHz 范围内基本满足优于-10dB 的要求。此外对该检波器的谐波仿真结果如图 3-36 所示,可以看出其变频损耗为-9dB(本振和射频功率都为-20dBm 时),基波信号和二次谐波的抑制效果也可以满足要求。图 3-37(b)则为检波器输出的 时域信号。
 
图 3-35 SISL 二极管检波器仿真的 S 参数结果
 
 
 
(a) (b)
 
图 3-36 SISL 二极管检波器谐波仿真结果。(a)频域显示;(b)时域显示
 
3.4.4仿真和测试结果
SISL 二极管检波器的加工实物图如图 3-37 所示。测试的 S 参数如图 3-38(a)所示,24.5GHz 到 26.5GHz 内,测量回波损耗基本优于 5dB,中心频率 25.5GHz 处的回波损耗优于-9dB。该二极管检波器输入功率与输出电压之间的关系如图 3-39
(b)所示,与数据手册中提供的输入功率与输出电压关系基本是吻合的。
图 3-37 SISL 二极管检波器加工实物图(Sub3)
 
(a) (b)
图 3-38 SISL 二极管检波器测试结果。(a)S 参数;(b)输出电压与输入信号功率的关系
 
3.5差分运算放大器
在第二章关于检波器的理论分析中我们已经提到,肖特基二极管检波器工作在平方律区域时,其输出电压在毫伏级别,无法直接通过 ADC 器件采样或者用示波器读取,因此在进行后级处理前就需要一个将微弱信号放大的高增益放大器。且根据前一章对六端口网络的理论分析中可知,要得到正交的 I/Q 信号,需要将六端口结电路输出的四个信号进行两两“相减”的运算处理。为了实现这两个功能,我们选择了差分运算放大器。差分运算放大器是一种将两个输入端电压的差以一固定增益放大的电子放大器,在毫米波接收机系统中应用十分广泛,如图 3-39 所示。
其放大倍数则是由外接的几个电阻值决定的:
 
V = (R1+R2) R4 V - R2 V
 
(3-27)
 
out
 
R3+R4 R1
 
2 R1 1
 
 
通常情况下,我们采用R1=R3,R2=R4的对称设置,这时:
V = R2  (V -V ) (3-28)
out    R1 2 1
 
图 3-39 差分运算放大器的原理图
 
为了使检波器输出的微弱信号放大至满足 ADC 器件或示波器的输入电压范围,我们使差分放大链路的放大倍数为 100 被左右。由于放大倍数较高,电路容易产生自激振荡,因此我们采用了两级放大的结构,每级的放大倍数为十倍。此处选用的放大芯片为 ADI 公司的 ADA4817 和 AD8009 两种放大器,高增益运算放大链路的电路拓扑如图 3-40 所示。第一级放大器是 ADA4817-2 和 ADA4817-1 两个芯片构成,ADA4817-2 将两个差分放大器集成到一个芯片中,我们用其实现差分的功能,随后输入到 ADA4817-1 芯片后放大。第二级放大电路则为单端放大。
由官方给出的器件手册中我们可以知道,第一级运算放大电路的输入输出电压的关系如下:
 
Vout1
 
=(VN
 
-VP
 
) (1+ 2RF) (3-29)
RG1
 
 
第二级运算放大电路,其输入输出电压的关系则为:
 
V =V
 
(1+ 2RF2) =(V
 
-V  ) (1+ 2RF) (1+ 2RF2) (3-30)
 
out
 
out1
 
RG2
 
N P RG1
 
RG2
图 3-40 高增益差分运算放大电路的原理图
 
为了满足每一级放大电路的放大倍数为 10 倍,并综合考虑商用贴片电阻的阻值,我们选取的阻值为:RF=510Ω,RG1=110Ω,RF2=200Ω,RG2=22Ω。两级放大电路中间加入一个 10 Ω的电阻以防止电路的自激。放大器的两个输入端并联的两个电阻(RP 和 RN)则是为了调整脉冲信号的上升沿和下降沿,该电阻的经验值为100~200 ???左右。
基于以上原理和拓扑结构,该高增益运算放大模块同样制作在 SISL 的平台上, 其加工实物图如图 3-41 所示。根据六端口网络的拓扑所知,我们需要两个高增益运算放大模块,其输入端口分别接到六端口网络检波器的输出端。
图 3-41 高增益差分运算放大电路的加工实物图
 
我们利用函数发生器和示波器对该高增益运算放大器进行了测试,结果如表
 
3-3 所示,增益基本满足 100 倍。其测试误差主要与商用贴片电阻的电阻值的精度有关。从前面的公式可以看出,运算放大电路的放大倍数主要由电阻值的大小决定。而在实际应用中,电阻的阻值与其自身的精度和温漂特性有关。而在运算放大电路 的测试工作中,电路的温度是很高的,因此电阻的温漂特性是一个无法忽略的问题。
表 3-3 高增益差分运放电路测试结果
 
差分输入的电压差值 第一级运放输出电压 第二级运放输出电压
10mV 0.108V 1.002V
15mV 0.159V 1.459V
20mV 0.211V 1.913V
 
3.6SISL 六端口网络仿真与结果分析
至此,已经分别介绍了六端口网络各部分的设计思路和实验结果。在本节中我们主要介绍对SISL 六端口网络结构的仿真和结果分析。我们对六端口结电路和二极管检波器级联后进行了 ADS 和 HFSS 的联合仿真。使用 HFSS 对六端口结电路和二极管检波器的无源部分进行仿真,每个分立元件在 HFSS 中使用两个集总端口代替,之后将 HFSS 仿真得到的SNP 文件导入到 ADS 中,将分立元件连接在对应的SNP 端口处来进行仿真,仿真原理图如图 3-42 所示。仿真的本振和射频端口的回波损耗和隔离度如图 3-43 所示。可以看出在 24.5GHz~26.5GHz 范围内,两个输入端口的回波损耗均整体优于 10dB,本振和射频端的隔离度( S21)也在24GHz~27GHz 范围内整体优于 10dB,在中心频率 25.5GHz 处,隔离度小于-40dB。
图 3-42 六端口结电路和二极管检波器级联的仿真原理图
 
 
 
图 3-43 本振与射频端口的 S 参数仿真结果
 
在进行谐波仿真时,仿真中将本振和射频信号的差频设置为 500KHz。仿真中我们发现当我们调整本振信号的功率时,变频损耗会相应的变化,本振信号的功率增大时,输出信号的功率也会相应增大。但当本振功率过大时,基波频率的杂波信号将难以滤除。因此综合考虑这两个因素,FMCW 雷达的参考信号输入到六端口网络时往往需要增加一个衰减器来控制参考信号的功率。谐波仿真中四路输出信号的频谱结果如图 3-44 所示,可以看出在 RF 和LO 功率分别为-20dBm 和-10dBm 时,变频损耗在 8.6±0.2dB 范围内。
(a) (b)
 
 
(c) (d)
 
图 3-44  六端口网络输出信号频谱。(a)端口 3;(b)端口 4;(c)端口 5;(d)端口 6
 
 
 
3.7本章小结
本章主要分三部分介绍了基于SISL 的六端口网络电路的设计过程。首先,介绍了六端口网络电路中的核心无源器件——六端口结电路,并给出了设计思路和验证结果。其次是基于介质集成悬置微带线设计的肖特基二极管检波器,分别介绍了二极管的选取和检波器的设计思路以及实验验证。最后介绍了高增益差分运算放大器的设计思路和验证结果。
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
第四章 多层 SISL 过渡结构及天线阵列应用
 
经过前面的介绍,SISL 平台作为一种新型传输线,具有很多优良特性,例如低损耗、低成本、高Q 值、自封装等等。大量基于SISL 平台的无源和有源电路得到了实验验证,并且蜂窝概念的提出也对 SISL 系统集成提供了一定的标准化参考, 这些工作都证明了 SISL 已经成为一种相对成熟的传输线平台。本文基于 SISL 多层板的结构特性,提出了一种新型的多层 SISL 设计平台,使得 SISL 系统电路的设计具有更高的集成度,在空间利用方面更具有竞争力。因此具有良好性能的连接SISL1 和 SISL2 的过渡是十分有必要的。本文就该问题提出了一种 Ka 波段的解决方式。
 
4.1多层 SISL 不同层腔体的过渡结构
4.1.1设计思路
SISL 作为一种具有优良特性的传输平台,已经实现了与多种常用传输线的过渡,例如微带线[30]、矩形波导[47]等。文献[47]中提出了一种 Ka 波段的SISL 到矩形波导的过渡结构, 该过渡采用了 T 型贴片作为探针来扩展带宽。 在24.6GHz~38.5GHz 范围,即 44%的相对带宽内实现了性能良好的过渡。本文介绍的多层 SISL 不同层腔体的过渡结构就是利用该 SISL 到矩形波导的过渡思路来实现的,如图 4-1 和图 4-2 所示,采用上下两个贴片探针构成 SISL-矩形波导-SISL 的背靠背结构,从而实现多层SISL 腔体的垂直互联。
图 4-1 多层 SISL 不同层腔体间的过渡结构纵向示意图
SISL 传输的的腔体模式(准 TEM 模)经过带线传输到贴片探针激励起波导模式(TE10 模),然后由另一个贴片探针接收后再将信号经过带线传输到上层的 SISL 腔体内。在介绍蜂窝概念时,我们提到腔体和腔体之间是通过一段较窄的带线来彼此连接的。如图 4-3 所示的宽度为 4.95mm 的带状线是 SISL 平台的一常用过渡结构,用于腔体之间以及腔体和CBCPW(测试用过渡结构)的连接和过渡。而本文提出的多层SISL 过渡作为SISL 设计平台内的过渡,因此在 SISL 与探针之间保留了带线结构,如图 4-3 所示。既保证了与蜂窝概念的一致性,又可以避免在系统集成中由该过渡引入不必要的寄生效应。整个结构都是由多层 PCB 板层叠而成,其中介质集成波导是由中空的介质基板和排列的金属化过孔围栏构成的,并不需要额外的金属波导结构。根据文献[48]中提出的空气填充介质集成波导的等效空腔计算公式可知,等效的宽度计算公式为:
d2 d2
Weff=W-1.08×  s  +0.1× W eff (4-1)
其中,d 为金属化过孔的直径,s 为相邻金属化过孔中心点之间的距离,W 为腔体两侧的金属化过孔中心的距离。根据 Ka 波段标准波导 WR-28 的尺寸,结合EM 仿真软件的仿真和优化, 可以得到空气填充介质波导的腔体尺寸为6.74mm×3.18mm。
 
图 4-2 多层 SISL 不同层腔体间的过渡结构 3D 示意图
 
如图 4-1 所示,SISL1 的金属层 G2 和 SISL2 的金属层 G9 都充当了该波导的
 
 
短路反射面。为了保证信号经过短路反射片反射后到探针的能量最大,该短路反射面到探针贴片的距离的理论值应该为中心频率波导波长的四分之一。矩形波导的波导波长计算公式如下:
 
(4-2)
 
 
 
其中???为电磁波自由空间中的工作波长,??????为电磁波在真空中的工作波长。 经过计算可以得到 Ka 波段中心频率的四分之一波导波长为 2.9mm,根据电磁
仿真软件的仿真和优化,得到最终的反射面高度为 2.562mm。
图 4-3 多层 SISL 不同层腔体间的过渡结构G5 层金属的俯视图
 
该过渡结构的T 型探针设计在G5 层,其结构如图 4-3 所示。此处引入的带状线结构能够将SISL 腔体与介质集成波导腔体隔离开,大幅减小寄生效应。探针部分的设计是整个过渡结构设计的关键,贴片探针从矩形波导宽边伸入,以实现 TEM 模式到TE10 模式的转换。理论上讲,该贴片探针应该位于波导 H 面的中心,以实现最大的电场转换[47]。在本设计中,该贴片探针采用了双层金属设计以减小导体损耗,此外对介质层 sub3 的不必要部分进行了切除以减小介质损耗。经过 EM 仿真软件的仿真和优化,贴片探针部分的尺寸选择为:a1=6.65mm,b1=3.062mm, w=0.8mm,l=1.2mm,w1=0.32mm,l1=0.47mm,w2=0.495mm,l2=0.2mm,w3=0.25mm, l3=1.5mm。
4.1.2仿真与测试结果
本节提出的过渡结构是使用标准 PCB 工艺制造,如图 4-4 所示。所有基板堆叠后都通过螺丝钉固定,整个过渡是自封装的。Sub3 和 Sub3’为 0.254mm 厚的Rogers 5880 介质,其他全部为价格低廉的 0.6mm 厚 FR4 介质。其中图 4-2 中的SubR 则是由 3 层 0.6mm 厚的双面覆铜的 FR4 层叠而成,以通过增加波导腔壁的金属密度来改善基于SISL 的矩形波导的电磁屏蔽性能。
该过渡结构仿真和测试的S 参数结果如图 4-5 所示。可以看出,22GHz~40GHz 范围内,测量的回波损耗整体优于 10dB,最小值小于-40dB。过渡的插入损耗在全频段小于 1.2dB,与仿真结果具有很良好的一致性。测量结果表明,所提出的多层SISL 不同层腔体过渡结构在 Ka 波段有良好的回波损耗和插入损耗,此外还具有成本低、重量轻和自封装的优点。
 
图 4-4 多层 SISL 不同层腔体间的过渡结构加工实物图
 
 
图 4-5 多层 SISL 不同层腔体间的过渡结构 S 参数的仿真和测试结果
 
4.2基于多层 SISL 过渡结构的垂直功分器与馈电网络
4.2.1垂直功分器
根据上一节的过渡原理,我们设计了一种基于多层 SISL 的 Ka 波段垂直功分器,并将其应用于天线阵列的馈电网络中。垂直功分器的结构如图 4-6 所示,信号通过左侧的贴片探针馈入,激励起矩形波导的主传输模式 TE10 模,然后右侧的两
 
 
个贴片探针平均地接收信号并将信号转换为 SISL 的准 TEM 模式。两个接收探针的垂直距离可以按照实际应用场景来调节,本文中的垂直功分器的两个接收贴片的垂直距离则是由天线单元的垂直高度决定的。与过渡结构一样,该垂直功分器依旧需要短路反射面来保证信号的最大传输率,该短路反射面到探针贴片的距离理论值为波导波长的四分之一。
图 4-6 垂直功分器与馈电网络横截面示意图
 
垂直功分器的加工实物图如图 4-7 所示。其仿真和测量结果则如图 4-8 所示。可以看到,20GHz~40GHz 范围内,即整个 66.7%的相对带宽内,测量的回波损耗整体优于 10dB,最大值小于-35dB。整个频段内输出信号的幅度不平衡度小于± 1dB。根据测量结果,本文提出的垂直功率分配器具有超宽带宽,并且在整个带宽上具有良好的性能。
 
图 4-7  垂直功分器加工实物图
 
图 4-8 垂直功分器 S 参数仿真和测试结果
 
4.2.2馈电网络
为了实现 2×2 天线阵列的馈电,除了上一节介绍的垂直功分器外,还需要两个平面结构的功分器,如图 4-6 所示。该平面结构的功分器是基于 SISL 平台,采用基本的T 形分支线结构设计。T 分支的基本结构如图 4-9 所示,该结构的分支线与输入线匹配的条件如下:
 
1 + 1 = 1
 
(4-3)
 
Z1 Z2 Z0
 
 
图 4-9 T 型分支线原理示意图
 
理论上合理选择输出线的特性阻抗???1和???2,可以实现任意功率分配比例,对于平均分配的方案,???1 = ???2 = 2???0。本文提出的基于 SISL 平台的分支线功分器,选用的???0为 50 欧姆,???1 = ???2 =100 欧姆。借助 EM 仿真软件 HFSS 可以得到 50 欧姆和 100 欧姆的SISL 传输线宽度分布为 2.1mm 和 1.14mm,如图 4-10 所示,该功分器设计在Sub3 的上下两侧,通过金属通孔连接,以减小导体损耗。此外将 Sub3 不必要的介质挖出,尽可能减小介质损耗。
 
 
 
图 4-10 SISL 平面结构功分器G5 层金属模型
 
经过EM 仿真和优化,得到的最终尺寸为:d1=2.1mm,d2=1mm,l1=3.2mm, l2=3.17mm,l3=3mm,c=0.8mm。该 SISL 平面T 分支线功分器的仿真结果如图 4- 11 所示。可以看出,在 20GHz~30GHz 范围内,回波损耗整体优于 15dB,最小值小于-35dB,25GHz 处,插入损耗小于 0.1dB。
图 4-11 SISL 平面结构功分器仿真结果
 
目前为止我们已经完成了垂直功分器与SISL 平面功分器的设计,将两者根据图 4-6 所示的结构集成在同一SISL 平台上,构成 2×2 天线阵列的馈电网络。该馈电网络的加工实物图如图 4-12 所示。该馈电网络测量和仿真的结果如图 4-13 所示。22GHz~28GHz 范围内,测量的回波损耗整体优于 12dB,整个频段内的插入损耗优于 1.2dB,幅度不平衡度优于±1dB。
 
图 4-12 馈电网络加工实物图
 
 
图 4-13 馈电网络 S 参数仿真和测试结果
 
4.3多层 SISL 设计平台的天线阵列应用
文献[49]中提出了一种基于 SISL 的 Vivaldi 天线,其单元结构如图 4-14 所示
[49]。该天线单元的设计在带宽和辐射增益方面有十分良好的表现。我们将上一节
的馈电网络应用于该SISL Vivaldi 天线的 2×2 阵列中。
 
图 4-14 基于 SISL 的 Vivaldi 天线结构示意图[49]
 
该天线阵列的加工实物图如图 4-15 所示。22.3GHz~25.5GHz 范围内,该天线阵列的回波损耗测试结果整体优于 10dB,最小值小于-25dB,如图 4-16 所示。中心频率25.25GHz 处天线阵列E 面和H 面方向图的仿真和测试结果如图4-17 所示。可以看出测试结果与仿真结果保持着良好的一致性,天线的主辐射方向为正 X 方向,副瓣电平均低于-10dB。在25.25GHz 处,实际测得的天线阵列的增益为11.8dB。经过该天线阵列的实验,进一步验证了多层 SISL 设计平台的应用空间和发展前景。
(a) (b)
 
图 4-15  基于 SISL 的 Vivaldi 天线 2×2 天线阵列加工实物图。(a)俯视图;(b)侧视图
 
 
图 4-16 基于 SISL 的 Vivaldi 天线 2×2 天线阵列回波损耗测试结果
 
 
(a) (b)
 
图 4-17  基于 SISL 的 Vivaldi 天线阵列方向图的测试和仿真结果。(a)E 面;(b)H 面;
 
 
 
4.4本章小节
本章首先详细介绍了 Ka 波段多层 SISL 不同层腔体之间的过渡结构的设计流程和思路。随后设计了一种基于多层 SISL 的 Ka 波段垂直功分器,并将其应用到SISL2×2 天线阵列中,经过加工和测试,验证了多层 SISL 设计平台的应用空间。
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
第五章 总结与展望
 
5.1全文总结
本文以在SISL 平台上实现六端口网络为目标,首先对该六端口网络的研究背景和发展现状进行调研,了解和学习六端口网络的应用前景以及设计指标和方法。继而分别介绍了六端口结和二极管检波器的常用拓扑和工作原理。随后介绍了SISL 平台的基本结构和优缺点,提出了多层 SISL 设计平台,并分析了其结构和优势。
基于理论的学习和调研,本文进行了 24GHz SISL 六端口网络的设计,从六端口结电路、二极管检波器和差分运算放大器三个部分详细介绍了设计思路和步骤。首先六端口结电路采用三个正交耦合器和一个环形耦合器的拓扑实现,利用双层走线和介质切除大幅减小了电路的损耗。并根据蜂窝概念进行集成,具有很高的集成度。该六端口结电路与二极管检波器和差分运算放大电路集成到同一 SISL 平台中,实现了SISL 六端口网络。
本文提出了多层SISL 设计平台,并给出了多层 SISL 不同层腔体间的 Ka 波段过渡方案。实现了 SISL 平台的垂直方向集成,进一步提高了系统的集成度。此外, 根据该过渡结构,设计了一种基于多层 SISL 的 Ka 波段垂直功分器,在 66.7%的超宽带宽中表现出良好的性能。并将该垂直功分器应用到基于 SISL 的 2×2 天线阵列中,进一步验证了多层SISL 的应用前景。
 
5.2本文的不足与后期展望
由于测试环境的限制,包括缺少高频函数发生器等设备,文中的基于 SISL 的六端口网络电路只完成了分模块的测试和分析工作,其整体电路暂未获得测试结果,文中仅给出了EM 仿真结果,后续作者将寻找合适的测试环境进行测试。
对于多层SISL 的不同层腔体间的过渡结构,本文采用的是介质集成矩形波导来进行电磁场的垂直传播,但由于其短路反射面的存在,导致在垂直方向上,需要额外的高度来进行反射。后续可以考虑采用其他方式的过渡结构来减小电路的垂直高度。
 
 
 
 
 
 
 
 
参考文献
 
[1]E. Moldovan, S. O. Tatu, T. Gaman, et al. A new 94-GHz six-port collision-avoidance radar sensor[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2004, 52(3): 751-759
[2]K. Staszek. Six-Port Calibration Utilizing Matched Load and Unknown Calibration Loads[J].
IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2018, 66(10): 4617-4626
[3]K. Ma, K. T. Chan. Quasi-planar circuits with air cavities[P]. PCT Patent WO/2007/149046, 2007
[4]C. Du, K. Ma, S. Mou. A Miniature SISL Dual-Band Bandpass Filter Using a Controllable Multimode Resonator[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2017,27(6): 557- 559
[5]Y. Wang, K. Ma. Low-Loss SISL Patch-Based Phase Shifters and the Mixer Application[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2019, 67(6): 2302-2312
[6]P. Zou, K. Ma, S. Mou. A Low Phase Noise VCO Based on Substrate-Integrated Suspended Line Technology[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2017, 27(8): 727-729
[7]Y. Chu, K. Ma, Y. Wang. A Novel Triplexer Based on SISL Platform[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory Techniques, 2019, 67(3): 997-1004
[8]N. Yan, K. Ma, H. Zhang. A Novel Substrate-Integrated Suspended Line Stacked-Patch Antenna Array for WLAN[J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2018, 66(7): 3491-3499
[9]W. Li, K. Ma, S. Mou. A compact self-package switchable BPF using substrate integrated suspended line technology[C]. 2016 IEEE International Conference on Microwave and Millimeter Wave Technology (ICMMT), Beijing, 2016, 320-322
[10]Z. Ke, S. Mou, K. Ma, et al. A 0.7/1.1-dB Ultra-Low Noise Dual-Band LNA Based on SISL Platform[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2018, 66(10): 4576-4584
[11] 吴利楠,张旭春,周明,等.六端口技术的发展与应用[J]. 电讯技术, 2010, 50(5): 108-113
[12]F. Barbon, S. Lindner, S. Mann, et al. Extended range distance measurements based on frequency and power compensated six-port receiver[C]. 2014 44th European Microwave Conference, Rome, 2014, 742-745
[13]F. Xiao, F. M. Ghannouchi, T. Yakabe. Application of a six-port wave-correlator for a very low velocity measurement using the Doppler effect[J]. IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, 2003, 52(2): 297-301
[14]S. Lindner, G. Vinci, F. Barbon, et al. Instantaneous frequency measurement based on low-cost six-port technology[C]. 2013 European Microwave Conference, Nuremberg, 2013, 460-463
[15]F. Lurz, S. Lindner, S. Mann, et al. A low-cost 2.4GHz frequency measurement system for microsecond time domain pulses based on six-port technology[J]. 2014 44th European Microwave Conference, Rome, 2014, 171-174
[16]X. Xu, R. G. Bosisio, K. Wu. Analysis and implementation of six-port software-defined radio receiver platform[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2006, 54(7): 2937-2943
[17]H. Zhang, L. Li, K. Wu. Software-Defined Six-Port Radar Technique for Precision Range Measurements[J]. IEEE Sensors Journal, 2008, 8(10): 1745-1751
[18]B. Laemmle, G. Vinci, L. Maurer, et al. A 77-GHz SiGe Integrated Six-Port Receiver Front-End for Angle-of-Arrival Detection[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 2012, 47(9): 1966-1973.
[19]G. Vinci, S. Lindner, F. Barbon, et al. Six-Port Radar Sensor for Remote Respiration Rate and Heartbeat Vital-Sign Monitoring[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2013,61(5): 2093-2100
[20]S. Lindner, F. Barbon, S. Linz, et al. Distance measurements based on guided wave 24GHz dual tone six-port radar[C]. 2014 11th European Radar Conference, Rome, 2014, 57-60
[21]F. Lurz, F. Michler, B. Scheiner, et al. Microw(h)att?! Ultralow-Power Six-Port Radar: Realizing Highly Integrated Portable Radar Systems with Good Motion Sensitivity at Relatively Low Cost[J]. IEEE Microwave Magazine, 2018, 19(1): 91-98
[22]S. Mann, C. Will, T. Reissland, et al. High-Precision Interferometric Radar for Sheet Thickness Monitoring[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2018, 66(6): 3153- 3166
[23]T. Hentschel. The six-port as a communications receiver[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2005, 53(3): 1039-1047
[24]K. Haddadi, M. M. Wang, D. Glay, et al. A 60 GHz Six-Port Distance Measurement System with Sub-Millimeter Accuracy[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2009, 19(10): 644-646
[25]J. Östh, A. Serban, Owais, et al. Six-Port Gigabit Demodulator[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2011, 59(1): 125-131
[26]A. O. Olopade, A. Hasan, M. Helaoui. Concurrent Dual-Band Six-Port Receiver for Multi- Standard and Software Defined Radio Applications[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2013, 61(12): 4252-4261
[27]Z. Peng, L. Ran, C. Li. A $K$ -Band Portable FMCW Radar with Beamforming Array for Short- Range Localization and Vital-Doppler Targets Discrimination[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2017, 65(9): 3443-3452
[28]X. Xu, R. G. Bosisio, K. Wu. A new six-port junction based on substrate integrated waveguide technology[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2005, 53(7): 2267- 2273
[29]A. A. Sakr, W. Dyab, K. Wu. Dually-Polarized Hybrid Junction Based on Polarization-Selective Periodic Wall[C]. 2018 IEEE/MTT-S International Microwave Symposium - IMS, Philadelphia,
PA, 2018, 176-178
[30]L. Li, K. Ma, N. Yan, et al. A Novel Transition From Substrate Integrated Suspended Line to Conductor Backed CPW[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2016, 26(6): 389-391
[31]C. A. Hoer. The six-port coupler: A new approach to measuring voltage, current, power, impedance and phase[J]. IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, 1972,21(4):466-470
[32]G. F. Engen. The six-port reflectometer: An alternative network analyzer[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 1977, 25(12): 1075-1080
[33]E. Bergeault, B. Huyart, Y. Delisle, et al. A MMIC six-port reflectometer[C]. Proc. 35th Midwest Symp. on Circuits and Systems, Washington.DC,1992,1458-1488
[34]J. Li, R. G. Bosisio, K. Wu. A six-port direct digital millimeter wave receiver[C].IEEE Microw.
Theory Tech. Symp. Dig, San Diego,1994, 1659-1662
[35] 汤世贤.微波测量[M]. 北京:国防工业出版社,1981, 343-345
[36]L. Gerardi, Y. S. Xu, Y. Y. Zhao, et al. A new six-port circuit architecture using only power dividers/combiners[C]. IEEE/MTT-S International Microwave Symposium, Honolulu, 2007, 41-44
[37]张海燕. 薄硅外延片的生长及高频肖特基二极管的研制[D]. 浙江: 浙江大学, 2002, 3-4
[38]Y. Anand, W. J. Moroney. Microwave Mixer and Detector Diodes[J]. IEEE Proceedings, 1971, 59(8): 1182-1190
[39]C. de la Morena-Alvarez-Palencia, M. B. Garcia, D. R. Aparicio. Three octave six-port network for a broadband software radio receiver[C]. European Microwave Conference (EuMC), Paris, 2010, 1110-1113
[40]王惠功. 非线性微波毫米波电路分析与设计. 北京邮电出版. 1991
[41]Yoginder Anand, William J. Moroney. Microwave Mixer and Detector Diodes[J]. Processing of the IEEE. 1971, 59(8): 1182-1190
[42]Y. Wang, K. Ma, Z. Jian. A Low-Loss Butler Matrix Using Patch Element and Honeycomb Concept on SISL Platform[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2018, 66(8): 3622-3631
[43]S. Y. Zheng, J. H. Deng, Y. M. Pan, et al. Circular Sector Patch Hybrid Coupler With an Arbitrary Coupling Coefficient and Phase Difference[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2013, 61(5):1781-1792
[44]X. Xu, R. G. Bosisio, Ke Wu. A new six-port junction based on substrate integrated waveguide technology[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2005, 53(7): 2267- 2273
[45]A. A. Sakr, W. M. Dyab, K. Wu. A Dually Polarized Six-Port Junction Based on Polarization- Selective Coupling for Polarization-Inclusive Remote Sensing[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2018, 66(8): 3817-3827
[46]Reinhold Ludwig, Genebog danov. 射频电路设计:理论与应用[M]. (王子宇). 北京:电子工业出版社, 2013
[47]Y. Chen, K. Ma, Y. Wang. A Ka-Band Substrate Integrated Suspended Line to Rectangular Waveguide Transition[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2018, 28(9): 744- 746
[48]X. Feng, W. Ke. Guided-wave and leakage characteristics of substrate integrated waveguide[J].
IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2005, 53(1): 66-73
[49]简泽. 基于 SISL 的天线及其阵列研究[D]. 成都:电子科技大学, 2019
 

联系我们

制服av网1z av红色社区男人的天堂免费 日韩AV无遮挡毛片基地 av缓存 AV吉泽明步电影在线看
自慰在线av视频 波多野结衣av图片gif 重口味的av公司 中国av明星排行榜 动漫无码av番号下载
POS AV系统 AV最新在线观看地址 AV图片小说亚洲 超碰在線无码AV中文字幕 先锋影音av熟女丝袜
有剧情好看的av动漫 中文日本AV高清 旗袍av女神图片 com桃花岛av 变态轮奸av种子